我自己的原文哦~                       https://blog.51cto.com/whaosoft/11748634

一、延长电子元器件的货架寿命

本文探讨了电子元器件的货架寿命问题，重点讨论了氧化、湿度敏感等级（MSL）与货架寿命之间的关系。文章通过具体例子说明了氧化对电子元器件可焊表面的影响，以及如何通过适当的存储条件延长货架寿命。文章还介绍了不同生产厂家对货架寿命的策略和说明，详细解释了湿度敏感等级（MSL）的概念，以及如何通过烘烤恢复“受潮”的元器件。

作为DigiKey技术支持人员，我们经常收到客户关于产品“氧化”、“焊接之后鼓包”之类的售后问题，同时我们的销售也会收到客户关于产品必须在“几年之内”的要求，这些问题都与货架寿命（Shelf Life）相.关。

对于电子元器件，不同的产品，不同的生产厂家，不同的储存条件，可能会有不同的货架寿命。所以今天就给大家讲讲氧化，湿度敏感等级MSL与货架寿命之间的关系，以及列举一些生产厂家货架寿命的策略，当然这些策略解释权在生产厂家，并且随着时间的推移会有变动。请以生产厂家给出的最新的货架寿命为准。

1. 氧化与货架寿命

我们先来看一个具体的例子：

如下图，暴露在环境中使右边的两个喇叭嘴氧化变色。右边的两个喇叭嘴严重氧化，而左边的一个虽然使用过但仍保持良好状态。

图1：暴露在环境中使右边的两个喇叭嘴氧化变色

对于有暴露在空气中的金属的电子元器件，空气中的某些物质可能对金属产生了腐蚀，一直作用于我们的电子元器件上面。特别是那些将焊接到印刷电路板（PCB）上的元器件表面。电子元器件的货架寿命主要由这些可焊表面的状况决定。这与制造直接相.关。虽然您的元器件在电气和机械上可能稳定数十年，但氧化表面会降低制造良率，因为旧的氧化表面不容易接受焊锡。

• 如何处理氧化问题？

大多数焊锡和焊锡膏含有一种有机助焊剂，它可以去除氧化层。这增加了焊锡的“润湿”性，使组件和PCB之间形成可靠的电气和机械连接。助焊剂的去氧化能力有限。

因此，严重氧化或变色的元器件应避免使用。这种情况在电气方面可能是完美的，但在制造方面却很麻烦。

为了避免，这些不必要的麻烦，于是就有了货架寿命（Shelf Life）的概念。未焊接的元器件在制造商推荐的货架寿命期限过后不会立即失效。您可以进行可焊性测试以验证产品是否继续可用。

• 如何延长货架寿命？

通过适当的存储可以延长元器件可焊表面的完整性。一个典型的存储规范可能如下：

1. 50至90华氏度或10至32摄氏度
2. 25%至50%的相对湿度
3. 不直接暴露在阳光或其他紫外线下
4. 不暴露在空气中的腐蚀性元素（如臭氧或硫化物）下
5. 不暴露在放射性物质中

不同电子元器件产品，用的材料不同，会影响他的货架寿命。不同的储存条件，也会影响他的货架寿命。所以，我们必须参考制造商给出的储存规范，以确定电子元器件货架寿命信息，从而保证电子元器件的可靠性。

技术小贴士：

从材料稳定性角度来看，电阻器并不简单。特别是当我们考虑高温和热循环相.关的物理应力时。同时，电阻器必须在长期使用中保持其化学和电气完整性。​

2. 不同厂家的货架寿命

对于电子元器件，虽然有行业标准，但是并不代表所有产品一定是符合这个行业标准。有些生产厂家会申明他们的产品符合Jedec标准 J-STD-033B，比如ADI。有的厂家会给出自己的存储条件和要求，以及相应的货架寿命。解释权在生产厂家，建议参考生产厂家的申明来确定货架寿命。

Jedec标准：

对于某些电子元器件，在处理、包装、运输和使用时，对于潮湿/焊接敏感的电子元器件，给出了相应的行业标准。

其中针对防潮袋包装，Jedec给出了货架寿命的参考标准：防潮袋包装的SMD封装在非冷凝的大气环境中（<40°C/90% RH）存储时，其计算的货架寿命应自袋子密封日期起至少为12个月。

我们再举几个其他例子，来看看一些厂家对于货架寿命的说明。

• TE

TE根据不同的产品类型给出了对应的货架寿命：

当然，要确保达到TE给出货架寿命，对于存储条件是有要求的。

TE存储条件要求：当在原始未开封包装中适当存储，避开直射阳光并在不超过23°C的正常室温下存放时，除非另有说明。短期温度和湿度的波动（不超过35°C和75%相对湿度）不会影响产品性能。根据AS23053标准，存储温度应为18 - 35°C。

• Murata

Murata针对切割过的晶圆产品（Sawn Wafers）和未切割过的晶圆产品（Unsawn Wafers）给出了货架寿命的说明

对于切割过的晶圆产品（Sawn Wafers）宽带包装，当存储在18°C to 35°C & 35%<RH<60%环境下或者干燥氮气环境下，货架寿命可以达到5年。

• 3M

3M也是根据不同的产品类型给出了对应的货架寿命

当然，要确保达到3M给出货架寿命，对于存储条件是有要求的。

3M存储寿命从产品制造时开始计算。制造日期可以在每个瓶子/袋子的侧面找到。以下图表定义了3M商业解决方案部化学产品的贮存寿命。这些寿命取决于产品的存储温度应在40°F（5°C）以上和100°F（37°C）以下，或按照包装上的说明，并且应保存在封闭容器中，如喷雾瓶或翻盖瓶。

3. 湿度敏感等级MSL与货架寿命

正如前一部分所暗示的那样，湿度推动腐蚀。然而，许多零件是吸湿性的，会很容易吸收水分。这种内部湿气可能导致破坏性的爆米花缺陷（Popcorning ），这个名字源于元器件发出的爆裂声。

这里，困在元器件内部的水分在焊接过程中迅速转化为蒸汽。结果是破坏了元器件的机械完整性，导致电气功能丧失或受损。这种损坏可能是立即的，也可能是延迟的，因为受损元器件很快遭受环境的影响，从而劣化。

电子元器件也会吸收环境中的水分，如同爆米花一样。当这些元器件通过回流焊机时就可能出现问题，因为焊接过程中产生的强热会导致被吸收的水分出现快速释放和膨胀鼓包现象。

图2：电子元器件焊接鼓包（Bulging）

• MSL（湿度敏感等级）说明

湿度敏感等级（在电子行业中简称为“MSL”）定义了对于焊接制程，一个元器件可以暴露在不高于86华氏度(30摄氏度℃)，60-85%相对湿度的环境中的最长安全时间。该范围从MSL 1开始，称为“无限制”或不受影响，而每个增量级别则表示一个持续时间阈值。

图3：源自 JEDEC J-STD-033B.1 的湿度分类表

大部分容易受湿气影响的元器件都是半导体类的，例如IC、传感器和LED。不过同时，一些意料之外的物料也会有湿度敏感特性，例如尼龙连接器。

KYOCERA AVX尼龙连接器009276002021106。如有疑问，请参阅物料参数或厂商规格书。

KYOCERA AVX尼龙连接器009276002021106

为解决此问题，电子业界推出了JEDEC标准J-STD-033B，即，制定了有关处理、包装、运输和使用具有湿度敏感性物料的标准。受MSL影响的物料需采用防潮袋包装，并附有湿度卡 和适当的MSL标签。湿度卡用于表示物料的暴露情况，可充当视觉指导。干燥剂包有助于去除密封袋中的多余水分。

干燥剂 # 1/2PLDES550 、防潮袋 # 7001020 、湿度卡 # 51015HIC125 、 MSL 标签 # 113LABEL

电子元器件应保持在保护包装中，直到准备使用时再打开。一旦拆开，应立即焊接，最好当天焊接。如果长时间未保护，湿度敏感元器件可能会变得无法焊接，甚至在一个长周末后。请根据计划安排您的生产周期。

• 通过烘烤恢复“受潮”元器件

湿度敏感元器件必须用密封的防水包装保护。如果物料吸收过多的水分并超出了其 MSL等级，需要怎样操作？

许多湿度敏感元器件可以通过烘烤过程恢复。这个过程使用热量驱除元器件中的水分。

湿度指示卡可通过明显的颜色变化（由蓝色变为粉色）来指示湿度过大情况。打开包装袋时，可借助这张卡片来检验袋内是否适度干燥。如果颜色发生变化，可能需要在焊接制程之前先行烘烤，以去除塑料封装中的任何水分。烘烤条件取决于封装厚度、MSL和烘烤温度。

图5：封装厚度、MSL和烘烤温度

电子元器件在烘箱中停留的时长取决于元器件本身的厚度、MSL和烘烤温度。将物料烘烤数天的情况也并不少见。

JEDEC J-STD-033B文件中提供了深入的烘烤指南和程序，请点击“阅读全文”查看。

• DigiKey网站上的MSL信息

在DigiKey 网站的环境与出口分类栏下可以找到MSL信息。这些信息是由我们的供应商提供给 DigiKey 的。

举例：尼龙连接器009276002021106

图6：DigiKey网上的MSL信息

我们可以在网站上看到009276002021106 的MSL等级为 3 (168小时)

技术小贴士：如果 MSL 物料的等级为 1 ，那是否意味着防水？

不。你可以借助MSL来识别元器件对实验室或仓库中的湿度的敏感度；而防水或IP级产品则适用于户外等更加暴露的环境。

烘烤过程是一种平衡行为。高温加速了腐蚀过程，如前一部分所述。这对需要长时间烘烤的大型零件尤其成问题。反复烘烤可能使元器件无法使用。

 总结 

制造是一个复杂的过程。电子元器件的货架寿命是您流程中的众多考虑因素之一。与农产品不同，电子元器件没有明确的到期日期。长寿命是一个重要的设计考虑因素。虽然生产厂家可能会规定一个具体的货架寿命，但我们可以期望该电子元器件在安装后，运行十年或更长时间。对于货架寿命问题要保持警觉，并务必参考设备数据手册。通过在受控环境中存储所有元器件来保护您的投资。避免将打开的卷轴存放在潮湿仓库的地板上。 开发板商城 天皓智联 TB上有视觉设备哦 支持AI相.关~ 大模型相.关也可用,还有很多嵌入式设备

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二、单片机工作电压5V的来历

  5V来自于TTL电平。5为True，0为False，之后用了压降更低的PN节，衍生出了3.3这个电平。

    12V和24V来自于汽车电瓶，早年乘用车又12V和24V两个系统，现在一般小型车12V，商用车24V，再究其由来应该是铅酸电池。

    所以3.3V和5V一般出现在信号电路或者单片机等VCC供电，而12V/24V一般出现在低压动力电，例如主板、显卡、轴流风机、监控器。硬件决定系统基础，如果锂电池早点应用的话估计还会有3.7/7.4这个系统。

为什么很多单片机的工作电压是5v？

    因为大多数芯片都是5V的TTL电平，要做到电平兼容，电平匹配，避免要电平转换操作，所有很多单片机的工作电压都是5V。早期（196x）的晶体管电路（TTL）单管的压降是0.7V。一个电路里经常有多个晶体管串联。比如4管串联，电源至少保证0.7x4=2.8v才能保证电路正常工作。所以最早有3V 5V等标准。后来LM7805（197x）电源IC出来以后，5V成了事实标准。

    TTL指的是TTL电平，0~5V之间，小于0.2V输出低电平，高于3.4V输出高电平。全称Transistor-Transistor Logic，即BJT-BJT逻辑门电路，是数字电子技术中常用的一种逻辑门电路，应用较早，技术已比较成熟。TTL主要有BJT（Bipolar Junction Transistor 即双极结型晶体管，晶体三极管）和电阻构成，具有速度快的特点。最早的TTL门电路是74系列，后来出现了74H系列，74L系列，74LS，74AS，74ALS等系列。

    但是由于TTL功耗大等缺点，正逐渐被CMOS电路取代，2.4V，输出低电平《0.4V。在室温下，一般输出高电平是3.5V，输出低电平是0.2V。最小输入高电平和低电平：输入高电平》=2.0V，输入低电平《=0.8V，噪声容限是0.4V。

    为什么很多都是5V，而且有大量电源芯片支持的也是5V。

    电压浮动为5%，而电压标准，在A/D当中使用，标准应该是5.12V。

    因为512 是2的N次方，这样A/D 的每一个字都是一个整数，当作为无符号计算的时候，更简单，但是没见到哪个成品用这个电压的，大部分都是5V，为什么不用呢？

    因为做5.12的标准电压成本会成倍增长。5V与5.12V精度差别在百倍，小数点后0.12V，基本很难做到高精度标准电压，市场通用电压为5V，上浮一定百分比。

    2008年11月发布的STC12系列单片机数据手册中，STC12C系列的单片机电压范围是3.3~5.5V；STC12L系列的单片机电压范围是2.2~3.6V。如果选择STC12C系列的单片机，只要单片机的工作频率不是太高，使用3.7V供电是没有任何顾虑的，官方声称单片机的抗干扰能力可以达到4000V，但实际应用说法不一。

    大多数单片机都是 TTL 电平，各自的高低电平定义不一样；

    当电源电压为5V时：51，AVR单片机是5V；

    当电源电压为3.3V时：51，AVR单片机高电平是3.3V；

    ARM如LPC2138，电源电压只能为3.3V，IO输出高电平为3.3V；

    但IO口可承受5V电压现在单片机工作电压主要有两种：一种工作在3.3V 一种工作在5V。

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三、单片机中常用的负电压是怎样产生的

负电压的产生电路图原理

    在电子电路中我们常常需要使用负电压，比如说我们在使用运放的时候常常需要建立一个负电压。下面就简单的以正5V电压到负电压5V为例说一下它的电路。

    通常需要使用负电压时一般会选择使用专用的负压产生芯片，但这些芯片都比较贵，比如ICL7600，LT1054等。差点忘了MC34063了，这个芯片使用的最多了，关于34063的负压产生电路这里不说了，在datasheet中有的。下面请看我们在单片机电子电路中常用的两种负电压产生电路。

    现在的单片机有很多都带有了PWM输出，在使用单片机的时候PWM很多时候是没有用到的，用它辅助产生负压是不错的选择。开发板商城whaosoft~物联网aiot设备用做测试

    上面的电路是一个最简单的负压产生电路了。使用的原件是最少的了，只需要给它提供1kHz左右的方波就可以了，相当简单。这里需要注意这个电路的带负载能力是很弱的，同时在加上负载后电压的降落也比较大。

    由于上面的原因产生了下面的这个电路：

负电压产生电路分析

    电压的定义：电压（voltage），也称作电势差或电位差，是衡量单位电荷在静电场中由于电势不同所产生的能量差的物理量。其大小等于单位正电荷因受电场力作用从A点移动到B点所做的功，电压的方向规定为从高电位指向低电位的方向。

    说白了就是：某个点的电压就是相对于一个参考点的电势之间的差值。V某=E某-E参。一般把供电电源负极当作参考点。电源电压就是Vcc=E电源正-E电源负。

    想产生负电压，就让它相对于电源负极的电势更低即可。要想更低，必须有另一个电源的介入，根本原理都是利用两个电源的串联。电源2正极串联在参考电源1的负极后，电源2负极就是负电压了。

    一个负电压产生电路：利用电容充电等效出一个新电源，电容串联在GND后，等效为电源2，则产生负电压。

    1、电容充电：当PWM为低电平时，Q2打开，Q1关闭，VCC通过Q2给C1充电，充电回路是VCC-Q2-C1-D2-GND，C1上左正右负。

    2、电容C1充满电。

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    3、电容C1作为电源，C1高电势极串联在参考点。C1放电，从C2续流，产生负电压。

    当PWM为低电平时，Q2关闭，Q1打开，C1开始放电，放电回路是C1-C2-D1，这实际上也是对C2进行充电的过程。C2充好电后，下正上负，如果VCC的电势为5点几伏，就可以输出-5V的电压了。

    产生负电压（-5V）的方案。

    7660和MAX232输出能力有限，做示波器带高速运放很吃力，所以也得用4片并联的方式扩流。第一版是7660两片并联的。
    用普通的DC/DC芯片都可以产生负电压，且电压精确度同正电压一样，驱动能力也很强，可以达到300mA以上。
    一般的开关电源芯片都能产生负电压，实在不行用开关电源输出的PWM去推电荷泵，也可以产生较大的电流，成本也很低，不知纹波要求多少，电荷泵用LC滤波之后纹波相当小的。7660是电荷泵，所以电流很小。
    整个示波器的设计，数字电源的+5V和模拟电源的+５V是分开供电的，但是数字地和模拟地应该怎么处理呢？
    数字地和模拟地是一定要连在一起的，不然电路没法工作。
    数字部分的地返回电流不能流过模拟部分地，两个地应该在稳定的地参考点连在一起。

负电压的意义

• 人为规定
  例如电话系统里是用-48V来供电的，这样可以避免电话线被电化学腐蚀。当然了，反着接电话也是可以工作的，无非是电压参考点变动而已。
• 通讯接口需要
  例如RS232接口，就必须用到负电压。-3V～-15V表示1，+3～+15V表示0。这个是当初设计通讯接口时的协议，只能遵守咯。PS:MAX232之类的接口芯片自带电荷泵，可以自己产生负电压。
• 为（非轨到轨）运放提供电源轨
  老式的运放是没有轨到轨输入/输出能力的，例如OP07，输入电压范围总是比电源电压范围分别小1V，输出分别小2V。这样如果VEE用0V，那么输入端电压必须超过1V，输出电压不会低于2V。这样的话可能会不满足某些电路的设计要求。为了能在接近0V的输入/输出条件下工作，就需要给运放提供负电压，例如-5V，这样才能使运放在0V附近正常工作。不过随着轨到轨运放的普及，这种情况也越来越少见了。
• 自毁电路
  一般来说芯片内部的保护电路对于负电压是不设防的，所以只要有电流稍大，电压不用很高的负电压加到芯片上，就能成功摧毁芯片。

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四、19个常用的5V转3.3V技巧

01 使用LDO稳压器

    标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V，就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 （Low Dropout， LDO）稳压器，是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图，标注了相应的电流。

    从图中可以看出， LDO 由四个主要部分组成：

• 导通晶体管
• 带隙参考源
• 运算放大器
• 反馈电阻分压器

    在选择 LDO 时，重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数，将会得到最优的设计。

    LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时， LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而，轻载时，必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。

02 采用齐纳二极管的低成本方案

    这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。

    可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器，如图 2-1 所示。在很多应用中，该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是，这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外，它的能效较低，因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro MCU的电流，从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时，二极管的反向电压也将发生改变，所以需要仔细考虑 R1 的值。

    R1 的选择依据是：在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时，在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率，也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。

03 采用3个整流二极管的更低成本方案

    图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。

    我们也可以把几个常规开关二极管串联起来，用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。

    所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路，可以提高R1 的阻值，甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。

04 使用开关稳压器

    如图 4-1 所示，降压开关稳压器是一种基于电感的转换器，用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通（ON）时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态，要么处于高阻状态（分别为 ON 和OFF），因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。

    当 Q1 在这两种状态期间时，通过平衡电感的电压- 时间，可以建立输入和输出电压之间的关系。

    对于 MOSFET Q1，有下式：

    在选择电感的值时，使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值，是个很好的初始选择。

    在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载，电压过冲能处于可接受范围之内。

    在选择二极管 D1 时，应选择额定电流足够大的元件，使之能够承受脉冲周期 （IL）放电期间的电感电流。

    在连接两个工作电压不同的器件时，必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后，可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时，请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。

05 3.3V→5V直接连接

    将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单的方法是直接连接，但直接连接需要满足以下 2 点要求：

• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH
• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL

    能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。

• 3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于5V TTL 的VIH （2.0V）
• 3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）

    如果这两个要求得不到满足，连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。

06 使用MOSFET转换器

    如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。

    在选择 R1 的阻值时，需要考虑两个参数，即：输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时，需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算：

    由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的，提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间，却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常，切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多，因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外，在选择 N 沟道 FET 时，所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。

07 使用二极管补偿

    表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。

    从上表看出， 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此，即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。

    输出电压规范确定后，就已经假定：高输出驱动的是输出和地之间的负载，而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话，那么输出电压实际上要高得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。

    如果我们设计一个二极管补偿电路 （见图 7-1），二极管 D1 的正向电压 （典型值 0.7V）将会使输出低电压上升，在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V，也就是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 输入阈值 （3.5V）之上。

    注：为了使电路工作正常，上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻，从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大，从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。

08 使用电压比较器

    比较器的基本工作如下：

• 反相 （-）输入电压大于同相 （+）输入电压时，比较器输出切换到 Vss。
• 同相 （+）输入端电压大于反相 （-）输入电压时，比较器输出为高电平。

    为了保持 3.3V 输出的极性， 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处，如图 8-1 所示。

    R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出，反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出，中点电压为：

    如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下：

    若 R2 取值为 1K，则 R1 为 1.8K。

    经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性，即：根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值，比较器迫使输出为高（VDD）或低 （Vss）电平。

    注：要使运算放大器在 5V 供电下正常工作，输出必须具有轨到轨驱动能力。

09 直接连接

    通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏， VOL 为 0.4 伏；而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD， VIL为 0.2 x VDD。

    当 5V 输出驱动为低时，不会有问题，因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所以，我们可以直接把两个引脚相连，不会有冲突，前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。

    如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压，则将出现问题，因为超出了输入的最大电压规范。

10 使用二极管钳位

    很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚，防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降，也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入，仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 （在微安数量级上）。

    如果流经钳位二极管的电流过大，就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串联一个电阻，限制流经钳位二极管的电流，如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度，因为引脚 （CL）上构成了 RC 时间常数。

    如果没有钳位二极管，可以在电流中添加一个外部二极管，如图 10-2 所示。

11 5V→3.3V有源钳位

    使用二极管钳位有一个问题，即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中，这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。

    为了避免这个问题，可以用一个三极管来替代，三极管使过量的输出驱动电流流向地，而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。

    Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于，发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨，绝大部分电流都流向集电极，再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比，由晶体管的电流增益决定，通常为10-400，取决于所使用的晶体管。

12 电阻分压器

    可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。

    通常，源电阻 RS 非常小 （小于 10Ω），如果选择的 R1 远大于RS 的话，那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端，负载电阻 RL 非常大 （大于500 kΩ），如果选择的R2远小于RL的话，那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。

    在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小，串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是，负载电容 （由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成）可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大，上升和下降时间可能会过长而无法接受。

    如果忽略 RS 和 RL 的影响，则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。

    公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析，使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制，对于图 12-1 所示电路，确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1，戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。

    例如，假设有下列条件存在：

• 杂散电容 = 30 pF
• 负载电容 = 5 pF
• 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs
• 外加源电压 Vs = 5V

    确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。

13 电平转换器

    尽管电平转换可以分立地进行，但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛：有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度，供用户选择最佳的解决方案。

    器件之间的板级通讯 （例如， MCU 至外设）通过 SPI 或 I2C™ 来进行，这是最常见的。对于SPI，使用单向电平转换器比较合适；对于 I2C，就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。

    3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号，使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路，但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如，在 3.3V 系统中，ADC转换1V峰值的模拟信号，其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高，这是因为在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面，3.3V 系统中相对较高的信号幅值，与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。

    因此，为了补偿上述差异，可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路，以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。

14 模拟增益模块

    从 3.3V 电源连接至 5V 时，需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17kΩ 电阻设定了运放的增益，从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。

15 模拟补偿模块

    该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电源，等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。

    这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度；以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。

16 有源模拟衰减器

    此技巧使用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的信号幅值。关于运放的文章，移步此处:​​看懂运算放大器原理​​。

    要将 5V 模拟信号转换为 3.3V 模拟信号，最简单的方法是使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。

    然而，这种方法存在一些问题：

• 1）衰减器可能会接至容性负载，构成不期望得到的低通滤波器。
• 2）衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。

    无论是哪种情形，都需要运算放大器用以缓冲信号。所需的运放电路是单位增益跟随器 （见图 16-1）。

    电路输出电压与加在输入的电压相同。

    为了把 5V 信号转换为较低的 3V 信号，我们只要加上电阻衰减器即可。

    如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前，那么将为 3.3V 电路提供最低的阻抗。此外，运放可以从3.3V 供电，这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话， 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。

    如果衰减器位于单位增益跟随器之后，那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电，3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。

17 模拟限幅器

    在将 5V 信号传送给 3.3V 系统时，有时可以将衰减用作增益。如果期望的信号小于 5V，那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信号接近 5V 时就会出现危险。所以，需要控制电压越限的方法，同时不影响正常范围中的电压。

    这里将讨论三种实现方法：

• 使用二极管，钳位过电压至 3.3V 供电系统。
• 使用齐纳二极管，把电压钳位至任何期望的电压限。
• 使用带二极管的运算放大器，进行精确钳位。

    进行过电压钳位的最简单的方法，与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信号的简单方法完全相同。使用电阻和二极管，使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源，同时还不会对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低，那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。即使 3.3V 电源有很好的低阻抗，当二极管导通时，以及在频率足够高的情况下，当二极管没有导通时 （由于有跨越二极管的寄生电容），此类钳位都将使输入信号向 3.3V 电源施加噪声。

    为了防止输入信号对电源造成影响，或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容，对前述方法稍加变化，改用齐纳二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所使用的快速信号二极管慢。不过，齐纳钳位一般来说更为结实，钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话，也可不需要 R1。

    如果需要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位，可以使用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降，使得电压正好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话，可以用 3.3V 供电。

    由于钳位是通过运放来进行的，不会影响到电源。

    运放不能改善低电压电路中出现的阻抗，阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。

18 驱动双极型晶体管

    在驱动双极型晶体管时，基极 “驱动”电流和正向电流增益 （Β/hFE）将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动，使用端口电压和端口电流上限 （典型值 20 mA）来计算基极驱动电流。如果使用的是 3.3V 技术，应改用阻值较小的基极电流限流电阻，以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。

    RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 说明了如何计算 RBASE。

    如果将双极型晶体管用作开关，开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚控制的负载，应使用最小的 hFE规范和裕度，以确保器件完全饱和。

▶ 3V 技术示例：

▶ 5V技术示例：

    对于这两个示例，提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和，但代价是提高了输入功耗。

19 驱动N沟道MOSFET晶体管

    在选择与 3.3V 单片机配合使用的外部 N 沟道MOSFET 时，一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。

    对于 3.3V 应用，所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如，对于具有 3.3V 驱动的100 mA负载，额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时，不一定能提供满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技术时，应仔细检查栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数，如图 19-1所示。稍微减少栅极驱动电压，可以显著减小漏电流。

    对于 MOSFET，低阈值器件较为常见，其漏－源电压额定值低于 30V。漏－源额定电压大于 30V的 MOSFET，通常具有更高的阈值电压 （VT）。

    如表 19-1 所示，此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时，此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ，因此，它非常适用于 3.3V 应用。

    对于 IRF7201 数据手册中的规范，栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流，因为对于低于 4.5V 的VGS （th），没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用，不建议使用 IRF7201，但它可以用于 5V 驱动应用。

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五、9V转5V时，三端稳压器，LDO，DC/DC有什么区别

题目想把9V转换为5V，输出电流控制在1A范围内，不管用三端稳压器，还是用LDO，可选择的芯片非常多，如三端稳压器7805，LDO类AMS1117-5,以及DC/DC类LM2596等。这类芯片各有利弊。

1 使用7805来实现

7805是应用广泛的三端稳压器，具有三个引脚，外设电路简单，只需要几个滤波电容就可以实现降压转换，最大输入电压为35V，输出电流最大可以达到1.5A，输出纹波非常小，满足题目的要求。所设计的降压转换电路如下图所示。

但是7805有一个致命的缺点，就是转换效率特别低，在较大电流输出时发热严重，需要安装散热片来实现散热，这无疑增加了成本、增大了电路板体积。

2 使用AMS1117系列

这类芯片在单片机电源电路中应用非常广泛，输出纹波非常小，波形平滑。该芯片具有固定输出版本，如3.3V,5V等，和可调版本输出，只需要通过外接两个电阻就可以实现输出电压的调节。本文介绍5V输出版本，所设计的电路原理如下图所示。

输入电压最大可达16V，输出电流最大为1安培，常用的封装具有SOT223以及SOT89。题目的输入为9V，输出为5V，具有4V的压差，如果负载电流较大的话发热也是非常严重的，在PCBLayout时，需要加大散热铜箔，提高散热效率。

3 使用DC/DC类XL2596来实现

这类芯片是通过MOS管的频繁通断来实现降压的，其优点时输入电压范围比较宽、输出电流比较大，但是因为具有开关频率，所以输出波形具有一定的纹波。使用XL2596所设计的电路原理如下图所示。

XL2596的输入电压最大可达40V，输出具有固定版本如12V，5V等，和可调版本，通过两个外接电阻即可实现输出电压的调节，输出电流最大可达3A，而且转换效率非常高，题目要求输出电流1A以内，本方案不用安装散热片。DC/DC类一般不直接给单片机供电，而是再通过LDO降压后给单片机供电，这样可以解决纹波的问题。

4 这三类解决方案的比较

三端稳压器7805，电路简单，输出纹波低，但是转换效率非常低，需要安装散热片，增加了散热片的成本和PCB空间；而AMS1117类，继承了三端稳压器的优点，但是输入电压的范围相对较窄，但是输出纹波低，多用在单片机供电电路中。DC/DC类，输入范围宽，输入电流大，具有较高的转换效率，但是存在开关频率，所以输出具有一定的纹波，一般和LDO配合使用。

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六、蜂鸣器驱动电路

 蜂鸣器是电路设计中常用的器件，广泛用于工业控制报警、机房监控、门禁控制、计算机 等电子产品作预警发声器件，驱动电路也非常简单，然而很多人在设计时往往随意设计，导 致实际电路中蜂鸣器不发声、轻微发声和乱发声的情况发生。

    下面就 3.3V NPN 三极管驱动有源蜂鸣器设计，从实际产品中分析电路设计存在的问题，提出电路的改进方案，使读者能从小小的蜂鸣器电路中学会分析和改进电路的方法，从而设计出更优秀的产品，达到抛砖引玉的效果。

常见错误接法

    上图为典型的错误接法，当 BUZZER 端输入高电平时蜂鸣器不响或响声太小。当 I/O 口为高电平时，基极电压为 3.3/4.7*3.3V≈2.3V，由于三极管的压降 0.6~0.7V，则三极管射 极电压为 2.3-0.7=1.6V，驱动电压太低导致蜂鸣器无法驱动或者响声很小。

    上图为第二种典型的错误接法，由于上拉电阻R2，BUZZER 端在输出低电平时，由于 电阻R1和R2的分压作用，三极管不能可靠关断。

    上图为第三种错误接法，三极管的高电平门槛电压就只有 0.7V，即在 BUZZER 端输入 压只要超过0.7V就有可能使三极管导通，显然0.7V的门槛电压对于数字电路来说太低了， 电磁干扰的环境下，很容易造成蜂鸣器鸣叫。

    上图为第四种错误接法，当CPU的GPIO管脚存在内部下拉时，由于 I/O 口存在输入阻抗，也可能导致三极管不能可靠关断，而且和图3一样BUZZER端输入电压只要超过0.7V就有可能使三极管导通。

    以上几种用法我觉得也不能说是完全不行，对于器件的各种参数要求会比较局限，不利于器件选型，抗干扰性能也比较差。

NPN三极管控制有源蜂鸣器常规设计

    上图为通用有源蜂鸣器的驱动电路。电阻R1为限流电阻，防止流过基极电流过大损坏三极管。关于三极管基础，请移步此文:​​PNP与NPN两种三极管使用方法​​。

    电阻R2有着重要的作用。

    第一个作用：R2 相当于基极的下拉电阻。如果A端被悬空则由于R2的存在能够使三极管保持在可靠的关断状态，如果删除R2则当BUZZER输入端悬空时则易受到干扰而可能导致三极管状态发生意外翻转或进入不期望的放大状态，造成蜂鸣器意外发声。

    第二个作用：R2可提升高电平的门槛电压。如果删除R2，则三极管的高电平门槛电压就只有0.7V，即A端输入电压只要超过0.7V 就有可能导通，添加R2的情况就不同了，当从A端输入电压达到约2.2V 时三极管才会饱和导通，具体计算过程如下：

    假定β =120为晶体管参数的最小值，蜂鸣器导通电流是15mA。那么集电极电流IC=15mA。则三极管刚刚达到饱和导通时的基极电流是 IB=15mA/120=0.125mA。流经R2的电流是0.7V/3.3kΩ=0.212mA，流经R1的电流 IR1=0.212mA +0.125mA=0.337 mA。最后算出BUZZER端的门槛电压是0.7V+0.337mA× 4.7kΩ=2.2839V≈2.3V。

    图中的C2为电源滤波电容，滤除电源高频杂波。C1可以在有强干扰环境下，有效的滤除干扰信号，避免蜂鸣器变音和意外发声，在 RFID射频通讯、Mifare卡的应用时，这里初步选用0.1uF 的电容，具体可以根据实际情况选择。

改进方案

    蜂鸣器竟然有EMI 辐射？！在 NPN 3.3V 控制有源蜂鸣器时，在电路的 BUZZER 输入 高电平，让蜂鸣器鸣叫，检测蜂鸣器输入管脚（NPN 三极管的C极处信号，发现蜂鸣器在发声时，向外发生1.87KHz，-2.91V 的脉冲信号，蜂鸣器自身发放脉冲如下图所示。

    在电路的BUZZER 输入20Hz的脉冲信号，让蜂鸣器鸣叫，检测蜂鸣器输入管脚处信号，发现蜂鸣器在发声时，在控制电平上叠加了1.87KHz，-2.92V 的脉冲信号，并且在蜂鸣器关断时出现正向尖峰脉冲（≥10V），如下图所示。

    上图中1.87KHz，-2.92V 的脉冲信号应该是有源蜂鸣器内部震荡源释放出来的信号。常用有源蜂鸣器主要分为压电式、 电磁震荡式两种， iMX283 开发板上用的是压电式蜂鸣器，压电式蜂鸣器主要由多谐振荡器、压电蜂鸣片、阻抗匹配器及共鸣箱、外壳等组成，而多谐震荡器由晶体管或集成电路构成，我们所用的蜂鸣器内部含有晶体管震荡电路（有兴趣的朋友可以自己拆开看看）。

    有源蜂鸣器产生脉冲信号能量不是很强，可以考虑增加滤波电容将脉冲信号滤除。在有源蜂鸣器的两端添加一个104的滤波电容，脉冲信号削减到-110mV，减少蜂鸣器自身发放脉冲如下图所示，但顶部信号由于电容充电过慢，有点延时。

    消除蜂鸣器EMI辐射，NPN 有源蜂鸣器控制电路改善后电路图如下所示。

兼容性设计

    作为标准电路，需要考虑电路的兼容性问题，比如同样耐压不同功率的有源蜂鸣器，有 源蜂鸣器和无源蜂鸣器的兼容性问题。​

兼容同样耐压不同功率的有源蜂鸣器电路设计

    为了电路的兼容性和可扩展性，电路需要考虑兼容不同厂家和不同功率的蜂鸣器。同一 个耐压的蜂鸣器主要是蜂鸣器的内阻和工作电流不一样，一般 3V~5V 耐压的蜂鸣器，不同功率的蜂鸣器导通电流是 10mA~80mA。我们按照最大功率的蜂鸣器去设计电路即可，即三极管的推动电流按照 80 mA 设计。

    假定：β＝120 为晶体管参数的最小值，蜂鸣器导通电流是 80 mA。那么集电极电流 IC ＝80 mA。则三极管刚刚达到饱和导通时的基极电流 IB＝80mA／ 120＝0.667mA。流经 R2的电流是 0.7V／ 3.3kΩ＝ 0.212mA，所以流经 R1 的电流应该是 IR1=0.667mA +0.125mA=0.792mA。BUZZER 端的门槛电压是设定在 2.2V，那么 R1=(2.2V-0.7V)/ 0.792mA=1.89K。电阻取常规 2K 即可。

    如果电路更换功率稍大一点的有源蜂鸣器，可以按照上面的计算方法计算 R1 的大小。​

兼容有源蜂鸣器和无源蜂鸣器电路设计

    在电路的设计过程中，往往会碰到需求变更，比如项目前期，对蜂鸣器的发声频率没有 要求，但后期有要求，需要更换为无源蜂鸣器，这时就需要修改电路图，甚至修改 PCB， 这样就增加了改动成本、周期和风险。

    有源蜂鸣器和无源蜂鸣器的驱动电路区别主要在于无源蜂鸣器本质上是一个感性元件， 其电流不能瞬变，因此必须有一个续流二极管提供续流。否则，在蜂鸣器两端会有反向感应 电动势，产生几十伏的尖峰电压，可能损坏驱动三极管，并干扰整个电路系统的其它部分。而如果电路中工作电压较大，要使用耐压值较大的二极管，而如果电路工作频率高，则要选 用高速的二极管。这里选择的是 IN4148 的开关二极管。NPN 无源蜂鸣器控制电路图如下所示。

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七、3种电流防倒灌方案

这里详细介绍了电流防倒灌电路的重要性及其多种实现方案。文章首先解释了电流倒灌的概念及其在不同电路场景中的出现原因，随后分享了三种防倒灌方案及其优缺点。文章最后探讨了多种供电方式同时接入时的防倒灌策略，并通过实际电路板演示验证了防倒灌效果。

电路保护是保障电子系统安全的重要措施，通过预防或限制过流、过压、过温、短路等异常情况，避免设备损坏、火灾或触电风险。之前通用电路抄作业就曾分享过几种过压保护电路。

本期通用电路抄作业，我们来讲讲另外一种电路保护——电流防倒灌。

1. 电流倒灌：概念与危害

电流倒灌是指电流从负载或次级电路反向流入电源、初级电路或其他不应受电的部分。这种现象在许多电路中都可能出现，例如：

• 电池充电：充电完成后，电池可能会向充电器反向放电。
• 主电源与备用电池：当主电源断电或电压低于电池电压时，电池电流可能反向流入主电源电路。
• 感性负载：电机、电感等感性负载在断电瞬间会产生反向电动势，形成反向电流。
   

电流倒灌可能导致设备损坏、火灾或触电风险，因此电路保护措施至关重要。

2. 防倒灌方案：三种主流实现

根据电路中的电流大小、效率和成本等因素，我们分享三种防倒灌方案：

2.1 二极管方案：简单高效

原理：利用二极管的单向导通特性，防止电流反向流动。
电路设计：电源适配器5V输入经过0欧姆短路保护电阻R13，点亮LED指示灯D4，经过10uF陶瓷滤波电容C5降低电源纹波后，通过防反接二极管到达10uF滤波电容C6，为后端负载供电。当负载端产生电流时，二极管截止，防止反向电流。
优点：电路简单，性价比高。
缺点：二极管压降较大，电流大时发热增加，可能导致产品温升不稳定。

2.2 MOS管方案：低损耗

原理：通过控制MOS管的导通状态，阻断反向电流。
电路设计：TYPE-C 5V输入经过P-MOS管AO3401A，A点为0V时，通过电阻R2（1kΩ）接到Q1的栅极，同时通过电阻R1（10kΩ）拉到GND，确保Q1在0V时稳定导通。电流流过Q1到达10uF滤波电容C6，为后端负载供电。当负载端产生电流时，Q1截止，无电流流过。
优点：压降低，内阻低，发热小，性价比高。
缺点：外围电路比二极管方案复杂。

2.3 理想二极管方案：高性能

原理：使用理想二极管（如LM66100DCK）控制电流方向，防止反向电流。
电路设计：电池电源4.2V连接到理想二极管LM66100DCK的输入引脚，VOUT输出受控于CE使能引脚。CE引脚通过1kΩ电阻R4连接到VOUT端C点，稳压二极管D2保护CE引脚。当CE引脚电压高于输入电压时，内部PMOS截止，关闭输出；当CE引脚电压较低时，内部PMOS导通输出。
优点：保护全面，压降低，内阻低，发热小。
缺点：价格稍贵。

3. 多电源接入时的防倒灌策略

刚刚我们分析的是三种供电单独接入时的情况，那当三种供电同时接入时，如果能够做到防倒灌呢？这里，我们设计的是电源适配器的优先级最高，依次是TYPE-C输入，电池输入为负载供电，为什么是这样子呢？让我们来分析一下：

• 优先级顺序：电源适配器 > TYPE-C > 电池。
• 工作原理：

• 电源适配器供电：A点电位4.7V，通过电阻R2拉高Q1的Vgs电压，PMOS截止，TYPE-C输出断开。C点电位4.7V，LM66100DCK内部PMOS截止，电池不输出。
• TYPE-C供电：A点电位0V，通过电阻R2拉低Q1的Vgs电压，PMOS导通，TYPE-C输出5V。C点电位5V，LM66100DCK内部PMOS截止，电池不输出。
• 电池供电：A点和C点电位均为0V，LM66100DCK内部PMOS导通，电池为负载供电。
   

4. 实验演示

我们已将上述原理图制作成电路板，并进行了防倒灌效果测试，一起来看下防倒灌的工作情况吧。

以下视频来源于

xxx电子技术台

​，时长00:49

好的，对于防倒灌电路的原理分析和实际效果演示，就到这里了。希望今天的分享可以为大家设计的电路保驾护航。

小编的话

正如文章所介绍的，防倒灌电路是电源设计中的“单向阀”，确保电流单向流动，保障系统安全、效率和稳定性。其方案实现要根据电流大小、效率要求、成本预算选择方案，重点优化器件参数、散热及控制逻辑。简言之，要选对器件、控准时序、算准损耗、留足保护冗余。

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八、不同的电平信号的MCU怎么通信？

下面这个“电平转换”电路，理解后令人心情愉快。电路设计其实也可以很有趣。

    先说一说这个电路的用途：当两个MCU在不同的工作电压下工作（如MCU1 工作电压5V；MCU2 工作电压3.3V），那么MCU1 与MCU2之间怎样进行串口通信呢？很明显是不能将对应的TX、RX引脚直接相连的，否测可能造成较低工作电压的MCU烧毁！

    下面的“电平双向转换电路”就可以实现不同VDD（芯片工作电压）的MCU之间进行串口通信。

    该电路的核心在于电路中的MOS场效应管（2N7002）。他和三极管的功能很相似，可做开关使用，即可控制电路的通和断。不过比起三极管，MOS管有挺多优势，后面将会详细讲起。下图是MOS管实物3D图和电路图。简单的讲，要让他当做开关，只要让Vgs（导通电压）达到一定值，引脚D、S就会导通，Vgs没有达到这个值就截止。

    那么如何将2N7002应用到上面电路中呢，又起着什么作用呢？下面我们来分析一下。

    如果沿着a、b两条线，将电路切断。那么MCU1的TX引脚被上拉为5V，MCU2的RX引脚也被上拉为3.3V。2N7002的S、D引脚（对应图中的2、3引脚）截止就相当于a、b两条线，将电路切断。也就是说，此电路在2N7002截止的时候是可以做到，给两个MCU引脚输送对应的工作电压。 

    下面进一步分析：

    数据传输方向MCU1-->MCU2。

1. MCU1 TX发送高电平（5V），MCU2 RX配置为串口接收引脚，此时2N7002的S、D引脚（对应图中的2、3引脚）截止，2N7002里面的二极管3-->2方向不通。那么MCU2 RX被VCC2上拉为3.3V。

2. MCU1 TX发送低电平（0V），此时2N7002的S、D引脚依然截止，但是2N7002里面的二极管2-->3方向通，即VCC2、R2、2N7002里的二极管、MCU1 TX组成一个回路。2N7002的2引脚被拉低，此时MCU2 RX为0V。该电路从MCU1到MCU2方向，数据传输，达到了电平转换的效果。

接下来分析

数据传输方向MCU2-->MCU1

1. MCU2 TX发送高电平（3.3V），此时Vgs（图中1、2引脚电压差）电压差约等于0，2N7002截止，2N7002里面的二极管3-->2方向不通，此时MCU1 RX引脚被VCC1上拉为5V。

2. MCU2 TX发送低电平（0V），此时Vgs（图中1、2引脚电压差）电压差约等于3.3V，2N7002导通，2N7002里面的二极管3-->2方向不通，VCC1、R1、2N7002里的二极管、MCU2 TX组成一个回路。2N7002的3引脚被拉低，此时MCU1 RX为0V。

    该电路从MCU2到MCU1方向，数据传输，达到了电平转换的效果。

    到此，该电路就分析完了，这是一个双向的串口电平转换电路。

MOS的优势：

1、场效应管的源极S、栅极G、漏极D分别对应于三极管的发射极e、基极b、集电极c，它们的作用相似，图一所示是N沟道MOS管和NPN型晶体三极管引脚，图二所示是P沟道MOS管和PNP型晶体三极管引脚对应图。

2、场效应管是电压控制电流器件，由VGS控制ID，普通的晶体三极管是电流控制电流器件，由IB控制IC。MOS管道放大系数是（跨导gm）当栅极电压改变一伏时能引起漏极电流变化多少安培。晶体三极管是电流放大系数（贝塔β）当基极电流改变一毫安时能引起集电极电流变化多少。

3、场效应管栅极和其它电极是绝缘的，不产生电流；而三极管工作时基极电流IB决定集电极电流IC。因此场效应管的输入电阻比三极管的输入电阻高的多。

4、场效应管只有多数载流子参与导电；三极管有多数载流子和少数载流子两种载流子参与导电，因少数载流子浓度受温度、辐射等因素影响较大，所以场效应管比三极管的温度稳定性好。

5、场效应管在源极未与衬底连在一起时，源极和漏极可以互换使用，且特性变化不大，而三极管的集电极与发射极互换使用时，其特性差异很大，b 值将减小很多。

6、场效应管的噪声系数很小，在低噪声放大电路的输入级及要求信噪比较高的电路中要选用场效应管。

7、场效应管和普通晶体三极管均可组成各种放大电路和开关电路，但是场效应管制造工艺简单，并且又具有普通晶体三极管不能比拟的优秀特性，在各种电路及应用中正逐步的取代普通晶体三极管，目前的大规模和超大规模集成电路中，已经广泛的采用场效应管。

8、输入阻抗高，驱动功率小：由于栅源之间是二氧化硅（SiO2）绝缘层，栅源之间的直流电阻基本上就是SiO2绝缘电阻，一般达100MΩ左右，交流输入阻抗基本上就是输入电容的容抗。由于输入阻抗高，对激励信号不会产生压降，有电压就可以驱动，所以驱动功率极小（灵敏度高）。一般的晶体三极管必需有基极电压Vb，再产生基极电流Ib，才能驱动集电极电流的产生。晶体三极管的驱动是需要功率的（Vb×Ib）。

9、开关速度快:MOSFET的开关速度和输入的容性特性的有很大关系，由于输入容性特性的存在，使开关的速度变慢，但是在作为开关运用时，可降低驱动电路内阻，加快开关速度（输入采用了后述的“灌流电路”驱动，加快了容性的充放电的时间）。MOSFET只靠多子导电，不存在少子储存效应，因而关断过程非常迅速，开关时间在10—100ns之间，工作频率可达100kHz以上，普通的晶体三极管由于少数载流子的存储效应，使开关总有滞后现象，影响开关速度的提高（目前采用MOS管的开关电源其工作频率可以轻易的做到100K/S～150K/S,这对于普通的大功率晶体三极管来说是难以想象的）。

10、无二次击穿：由于普通的功率晶体三极管具有当温度上升就会导致集电极电流上升（正的温度～电流特性）的现象，而集电极电流的上升又会导致温度进一步的上升，温度进一步的上升，更进一步的导致集电极电流的上升这一恶性循环。而晶体三极管的耐压VCEO随管温度升高是逐步下降，这就形成了管温继续上升、耐压继续下降最终导致晶体三极管的击穿，这是一种导致电视机开关电源管和行输出管损坏率占95%的破环性的热电击穿现象，也称为二次击穿现象。MOS管具有和普通晶体三极管相反的温度～电流特性，即当管温度（或环境温度）上升时，沟道电流IDS反而下降。例如；一只IDS=10A的MOS FET开关管，当VGS控制电压不变时，在250C温度下IDS=3A，当芯片温度升高为1000C时，IDS降低到2A，这种因温度上升而导致沟道电流IDS下降的负温度电流特性，使之不会产生恶性循环而热击穿。也就是MOS管没有二次击穿现象，可见采用MOS管作为开关管，其开关管的损坏率大幅度的降低，近两年电视机开关电源采用MOS管代替过去的普通晶体三极管后，开关管损坏率大大降低也是一个极好的证明。

11、MOS管导通后其导通特性呈纯阻性：普通晶体三极管在饱和导通是，几乎是直通，有一个极低的压降，称为饱和压降，既然有一个压降，那么也就是；普通晶体三极管在饱和导通后等效是一个阻值极小的电阻，但是这个等效的电阻是一个非线性的电阻（电阻上的电压和流过的电流不能符合欧姆定律），而MOS管作为开关管应用，在饱和导通后也存在一个阻值极小的电阻，但是这个电阻等效一个线性电阻，其电阻的阻值和两端的电压降和流过的电流符合欧姆定律的关系，电流大压降就大，电流小压降就小，导通后既然等效是一个线性元件，线性元件就可以并联应用，当这样两个电阻并联在一起，就有一个自动电流平衡的作用，所以MOS管在一个管子功率不够的时候，可以多管并联应用，且不必另外增加平衡措施（非线性器件是不能直接并联应用的）。

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九、xxx

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十、xxx

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十一、xxx

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十二、xxx

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